هوائي ثنائي القطب

ثنائي القطب القصير هو ثنائي قطب يتكون من موصلين بطول إجمالي ℓ أقل بكثير من نصف الطول الموجي ( ½λ ). تُستخدم ثنائيات القطب القصيرة أحيانًا في التطبيقات التي يكون فيها ثنائي القطب ذو نصف الطول الموجي كبيرًا جدًا. يمكن تحليلها بسهولة باستخدام النتائج الموضحة أدناه لثنائي قطب هيرتز، وهو كيان افتراضي. نظرًا لكونه أقصر من الهوائي الرنيني ( طوله نصف الطول الموجي)، فإن معاوقة نقطة التغذية الخاصة به تتضمن مفاعلة سعوية كبيرة، مما يتطلب ملف تحميل أو شبكة مطابقة أخرى ليكون عمليًا، خاصةً كهوائي إرسال.

لإيجاد المجالات الكهربائية والمغناطيسية البعيدة الناتجة عن ثنائي قطب قصير، نستخدم النتيجة الموضحة أدناه لثنائي قطب هيرتز (عنصر تيار متناهي الصغر) على مسافة r من التيار وبزاوية θ بالنسبة لاتجاه التيار، على النحو التالي: ^{[ 11 ] (ص132)}

${\displaystyle {\begin{aligned}H_{\mathrm {\phi } }\quad &=\quad j\ {\frac {\ I_{\mathrm {h} }\ \ell \ k\ }{4\pi \ r}}\ e^{\ j\ \left(\omega t\ -\ kr\right)}\ \sin(\ \theta \ )\\E_{\mathrm {\theta } }\quad &=\quad \zeta _{\mathrm {o} }\ H_{\mathrm {\phi } }\quad =\quad j\ {\frac {\ \zeta _{\mathrm {o} }\ I_{\mathrm {h} }\ \ell \ k\ }{4\pi \ r}}\ e^{\ j\ \left(\omega t\ -\ kr\right)}\ \sin(\ \theta \ )~.\end{aligned}}}$

حيث يتكون المبرد من تيار من${\displaystyle \ I_{\mathrm {h} }\ e^{\ j\omega t}\ }$على طول قصير ℓ و${\displaystyle \ j^{2}\equiv -1\ }$في الإلكترونيات، يستبدل الرمز ω الرمز الرياضي المعتاد i للجذر التربيعي للعدد -1 . ω هو التردد الزاوي (بالراديان) .${\displaystyle \omega \equiv 2\pi f\ }$) و k هو العدد الموجي (${\displaystyle \ k\equiv 2\pi /\lambda \ }$ζ 0 هي معاوقة الفضاء الحر ₍ ${\displaystyle \ \zeta _{\mathrm {o} }\approx 376.7\ {\mathsf {\Omega }}\ }$)، وهي نسبة شدة المجال الكهربائي إلى شدة المجال المغناطيسي لموجة مستوية في الفضاء الحر.

تقع نقطة التغذية عادةً في مركز ثنائي القطب كما هو موضح في الرسم التخطيطي. ويُمكن وصف التيار على طول أذرع ثنائي القطب تقريبًا بأنه يتناسب مع${\displaystyle \ \sin(\ k\ z\ )\ }$حيث z هي المسافة إلى أقرب طرف للذراع. في حالة ثنائي القطب القصير، يكون ذلك انخفاضًا خطيًا بشكل أساسي من${\displaystyle \ I_{\mathrm {o} }\ }$عند نقطة التغذية، يتلاشى التيار إلى الصفر في النهاية. لذلك، يمكن مقارنة هذا بثنائي قطب هيرتز ذي تيار فعال I _{_h} يساوي متوسط ​​التيار المار عبر الموصل.${\textstyle \ I_{\mathrm {h} }={\tfrac {\ 1\ }{2}}\ I_{\mathrm {o} }~.}$بهذا الاستبدال، تُقارب المعادلات المذكورة أعلاه بدقة المجالات المتولدة عن ثنائي قطب قصير مُغذى بتيار كهربائي.${\displaystyle \ I_{\mathrm {o} }~.}$

انطلاقاً من الحقول المحسوبة أعلاه، يمكن إيجاد التدفق الإشعاعي (القدرة لكل وحدة مساحة) عند أي نقطة باعتباره مقدار الجزء الحقيقي من متجه بوينتينغ ، S ، والذي يُعطى بالعلاقة التالية:${\textstyle \ {\tfrac {\ 1\ }{2}}\mathbf {E} \times \mathbf {H} ^{*}~.}$بما أن المجالين الكهربائي والمغناطيسي متعامدان ومتوافقان في الطور، فلا يوجد جزء تخيلي ويكون حاصل الضرب الاتجاهي مساوياً لـ${\textstyle \ {\tfrac {\ 1\ }{2}}\ E_{\mathrm {\theta } }\ H_{\mathrm {\phi } }^{*}\$ ;} يتم إلغاء عوامل الطور (الأسس)، ويتبقى:

$// }^{2}\ \ell ^{2}\ k^{2}\ }{(4\pi r)^{2}}}\ \sin ^{2}\!(\ \theta \ )&={\frac {\ \zeta _{\mathrm {o} }\ }{32}}\ I_{\mathrm {o} }^{2}\ \left({\frac {\ \ell \ }{\lambda) }}\يمين)^{2}\ {\frac {1}{\ r^{2}}}\ \sin ^{2}\!(\ \theta \ )~.\end{aligned}}}$

لقد عبّرنا الآن عن التدفق بدلالة تيار نقطة التغذية I _o ونسبة طول ثنائي القطب القصير ℓ إلى طول موجة الإشعاع λ . نمط الإشعاع مُعطى بواسطة${\displaystyle \ \sin ^{2}\!(\ \theta \ )\ }$يُلاحظ أنه مشابه لثنائي القطب نصف الموجة وأقل اتجاهية منه بقليل.

باستخدام التعبير أعلاه للإشعاع في المجال البعيد لتيار نقطة التغذية المعطاة، يمكننا التكامل على جميع الزوايا المجسمة للحصول على إجمالي الطاقة المشعة.

${\displaystyle P_{\text{total}}={\frac {\ \pi \ }{12}}\ \zeta _{\mathrm {o} }\ I_{\mathrm {o} }^{2}\ \left({\frac {\ell }{\lambda }}\right)^{2}~.}$

ومن ذلك، يمكن استنتاج مقاومة الإشعاع ، والتي تساوي الجزء المقاوم (الحقيقي) من معاوقة نقطة التغذية، مع إهمال المكون الناتج عن الفقد الأومي (المفترض أنه أصغر). وذلك بجعل P _{total مساويًا} للطاقة المزودة عند نقطة التغذية.${\textstyle \ {\tfrac {\ 1\ }{2}}\ I_{\mathrm {o} }^{2}\ R_{\mathrm {radiation} }\ }$وجدنا:

${\displaystyle \ R_{\mathrm {radiation} }={\frac {\ \pi \ }{6}}\ \zeta _{\mathrm {o} }\ \left({\frac {\ell }{\lambda }}\right)^{2}\approx \left({\frac {\ell }{\lambda }}\right)^{2}(197\ \Omega )~.}$

مرة أخرى ، تصبح هذه التقريبات دقيقة للغاية عندما يكون ℓ ≪ 1/2 λ . وبوضع ℓ = 1/2 λ على الرغم من أن استخدامها ليس صحيحًا تمامًا لجزء كبير من الطول الموجي، فإن الصيغة ستتنبأ بمقاومة إشعاع تبلغ 49 أوم ، بدلاً من القيمة الفعلية البالغة 73 أوم التي ينتجها ثنائي قطب نصف موجة، عند استخدام تيارات جيبية ربع موجة أكثر دقة .  

يحدث الرنين الأساسي لموصل خطي رفيع عند تردد يكون طول موجته في الفراغ ضعف طول السلك؛ أي عندما يكون طول الموصل نصف طول الموجة . تُستخدم هوائيات ثنائية القطب بكثرة عند هذا التردد تقريبًا، ولذلك تُسمى هوائيات ثنائية القطب نصف موجة . سنتناول هذه الحالة المهمة في القسم التالي.

موصلات خطية رقيقة بطول${\displaystyle \ \ell \ }$في الواقع، تكون هذه الموجات رنانة عند أي مضاعف صحيح لنصف الطول الموجي:

${\displaystyle \ \ell =n\times {\frac {\ \lambda \ }{2}}\ }$

حيث n عدد صحيح،${\displaystyle \ \lambda ={\frac {\ c\ }{f}}\ }$يمثل n الطول الموجي، و c سرعة الموجات الراديوية المختزلة في الموصل المشع ( c ≈ 97% × c₀ _، سرعة الضوء ). في حالة ثنائي القطب ذي التغذية المركزية، يوجد اختلاف كبير بين كون n فرديًا أو زوجيًا. فثنائيات الأقطاب التي يبلغ طولها عددًا فرديًا من أنصاف الأطوال الموجية تتميز بممانعة نقطة قيادة منخفضة نسبيًا (وهي مقاومة بحتة عند تردد الرنين). أما ثنائيات الأقطاب التي يبلغ طولها عددًا زوجيًا من أنصاف الأطوال الموجية، أي عددًا صحيحًا من الأطوال الموجية، فتتميز بممانعة نقطة قيادة عالية (وإن كانت مقاومة بحتة عند تردد الرنين).

على سبيل المثال، يمكن صنع هوائي ثنائي القطب كامل الموجة باستخدام موصلين نصف طول الموجة موضوعين طرفًا لطرف للحصول على طول إجمالي يبلغ تقريبًا${\displaystyle \ \ell \approx \lambda \ .}$ينتج عن ذلك كسب إضافي يبلغ حوالي 2 ديسيبل مقارنةً بثنائي القطب نصف الموجة  . ولا يمكن استخدام ثنائيات القطب كاملة الموجة في البث الإذاعي قصير الموجة إلا بجعل القطر الفعال كبيرًا جدًا وتغذيتها بخط متوازن ذي مقاومة عالية . وغالبًا ما تُستخدم ثنائيات القطب القفصية للحصول على القطر الكبير.

يتميز هوائي ثنائي القطب بطول 5/4 موجة بمقاومة تغذية منخفضة للغاية، ولكنها ليست مقاومة خالصة، مما يستلزم وجود شبكة مطابقة لمقاومة خط النقل. ويبلغ كسبه حوالي 3 ديسيبل أكثر من هوائي ثنائي القطب بطول نصف موجة، وهو أعلى كسب لأي هوائي ثنائي القطب ذي طول مماثل. 

كسب هوائيات ثنائية القطب ^{[ 11 ]}

طول،${\displaystyle \ \ell \ }$بأطوال موجية	كسب التوجيه (ديسيبل)	ملحوظات
≪ 0.5	1.76	ضعف الكفاءة
0.5	2.15	الأكثر شيوعاً
1.0	4.0	فقط مع ثنائيات الأقطاب الدهنية
1.25	5.2	أعظم مكسب
1.5	3.5	التوافقي الثالث
2.0	4.3	غير مستخدم

لا توفر أطوال ثنائية القطب الأخرى المعقولة أي مزايا، ونادرًا ما تُستخدم. مع ذلك، تُستغل أحيانًا رنينات التوافقيات لهوائي ثنائي القطب نصف موجي عند مضاعفات فردية لتردده الأساسي. على سبيل المثال، يمكن استخدام هوائيات الراديو للهواة المصممة كثنائيات أقطاب نصف موجية عند 7 ميجاهرتز كثنائيات أقطاب نصف موجية عند 21 ميجاهرتز؛ وبالمثل ، فإن هوائيات تلفزيون VHF الرنانة عند نطاق VHF المنخفض (المتمركز حول 65 ميجاهرتز) تكون أيضًا رنانة عند نطاق VHF العالي (حوالي 195 ميجاهرتز).    

يتكون هوائي ثنائي القطب بنصف موجة من موصلين بطول ربع موجة، موضوعين طرفًا لطرف، بطول إجمالي يبلغ تقريبًا ℓ = 1/2 λ . ويكون توزيع التيار على شكل موجة مستقرة ، جيبية الشكل تقريبًا على طول ثنائي القطب، مع وجود عقدة عند كل طرف وبطن (ذروة التيار) في المنتصف (نقطة التغذية): ^{[ 12 ] (ص 98-99)}

${\displaystyle I(z)=I_{0}\cos(\omega t)\cos(kz)\ ,}$

حيث k = 2 π / λ و z يمتد من − + 1 / 2 ℓ إلى + + 1 / 2 ℓ .​​​​​

في المجال البعيد، ينتج عن هذا نمط إشعاع يتم تحديد المجال الكهربائي الخاص به بواسطة ^{[ 12 ] (ص 98-99)}

${\displaystyle \ E_{\theta }={\frac {\ \zeta _{0}I_{0}\ }{2\pi r}}\ {\frac {\ \cos \left({\frac {\pi }{2}}\ \cos \theta \right)\ }{\sin \theta }}\ \sin {(\omega t-kr)}~.}$

العامل الاتجاهي${\textstyle \ {\frac {\cos \left[\ {\tfrac {\pi }{2}}\ \cos \theta \ \right]}{\sin \theta }}\ }$يكاد يكون مطابقًا لـ sin θ عند تطبيقه على ثنائي القطب القصير، مما ينتج عنه نمط إشعاع مشابه جدًا لما ذُكر أعلاه. ^{[ 12 ] (ص 98-99)}

التكامل العددي للطاقة المشعة${\textstyle \ {\frac {\ |E_{\theta }|^{2}\ }{2\zeta _{0}}}\ }$_{بقسمة الزاوية المجسمة الكلية ،} كما فعلنا مع ثنائي القطب القصير، نحصل على قيمة القدرة الكلية P _total المشعة من ثنائي القطب بتيار ذي قيمة ذروة I _{0 كما} هو موضح أعلاه .${\textstyle 4\pi r^{2}}$يُوفّر التدفق على مسافة كبيرة، مُعدّلاً على جميع الاتجاهات. بقسمة التدفق في الاتجاه θ = π/2 (حيث يكون في ذروته) عند تلك المسافة الكبيرة على متوسط ​​التدفق، نجد أن كسب التوجيه يساوي 1.64  . ويمكن حساب ذلك مباشرةً باستخدام تكامل جيب التمام .

${\displaystyle G={\frac {4}{\ \operatorname {Cin} (2\pi )\ }}\approx 1.64~}$(2.15  ديسيبل)

(  إن صيغة التكامل الجيبية Cin ( x ) تختلف عن صيغة التكامل الجيبية Ci( x ) ؛ إذ يفصل بينهما لوغاريتم. يحتوي كل من MATLAB و Mathematica على دوال مدمجة لحساب Ci( x ) ، ولكن ليس Cin( x ) . راجع صفحة ويكيبيديا الخاصة بالتكامل الجيبية لمعرفة العلاقة بين هاتين الدالتين. ) 

يمكننا الآن أيضاً إيجاد مقاومة الإشعاع كما فعلنا مع ثنائي القطب القصير عن طريق حل المعادلة التالية:

${\displaystyle P_{\mathsf {total}}={\frac {1}{2}}I_{0}^{2}R_{\mathsf {radiation}}\ }$

للحصول على:

${\displaystyle R_{\mathsf {radiation}}\approx 73.1\ {\mathsf {\Omega }}~.}$

باستخدام طريقة القوة الدافعة الكهربائية المستحثة، ^{[ 11 ] (ص224)} يمكن أيضًا كتابة الجزء الحقيقي من معاوقة نقطة القيادة بدلالة تكامل جيب التمام، والحصول على نفس النتيجة:

${\displaystyle R_{\mathsf {radiation}}={\frac {\zeta _{0}}{\ 4\pi \ }}\operatorname {Cin} (2\pi )={\frac {\zeta _{0}}{\ 4\pi \ }}\int _{0}^{2\pi }{\frac {\ 1-\cos \theta \ }{\theta }}\ \mathrm {d} \theta \ \approx \ 73.1\ {\mathsf {\Omega }}~.}$

إذا تم تغذية ثنائي القطب نصف الموجي من نقطة أخرى غير المركز، فإن مقاومة نقطة التغذية ستكون أعلى. عادةً ما تُعبّر مقاومة الإشعاع نسبةً إلى أقصى تيار يمر عبر عنصر الهوائي، وهو بالنسبة لثنائي القطب نصف الموجي (ومعظم الهوائيات الأخرى) هو نفسه التيار عند نقطة التغذية. مع ذلك، إذا تم تغذية ثنائي القطب من نقطة مختلفة على مسافة x من أقصى تيار (المركز في حالة ثنائي القطب نصف الموجي)، فإن التيار هناك ليس I₀ بل I₀ _cos ( kx ₎ فقط .

ولتوفير نفس القدرة، يجب زيادة الجهد عند نقطة التغذية بنفس المقدار بمعامل sec( kx ) . وبالتالي، فإن الجزء المقاوم من معاوقة نقطة التغذية${\displaystyle \ \operatorname {\mathcal {R_{e}}} \left[{\tfrac {V}{\ I\ }}\right]\ }$تزداد ^{[ 11 ] (ص227)} بمعامل sec ² ( k x ) : 

${\displaystyle \ R_{\mathsf {feedpoint}}={\frac {\ R_{\mathsf {radiation}}\ }{\cos ^{2}(kx)}}\approx {\frac {73.1\ {\mathsf {\Omega }}}{\ \cos ^{2}(kx)\ }}\ }$

يمكن استخدام هذه المعادلة أيضًا لهوائيات ثنائية القطب بأي طول، شريطة أن يكون _{الإشعاع} R قد حُسب نسبةً إلى الحد الأقصى للتيار، والذي لا يتطابق عمومًا مع تيار نقطة التغذية للهوائيات ثنائية القطب الأطول من نصف موجة. تجدر الإشارة إلى أن هذه المعادلة لا تنطبق عند تغذية الهوائي بالقرب من عقدة التيار، حيث يقترب cos( kx ) من الصفر. ترتفع معاوقة نقطة القيادة بشكل كبير، ولكنها مع ذلك محدودة بسبب المكونات ذات الرتبة الأعلى لتيار العناصر غير الجيبي تمامًا، والتي تم تجاهلها أعلاه في نموذج توزيع التيار. ^{[ 11 ] (ص228)}

ثنائي القطب المطوي هو ثنائي قطب نصف موجة موصول بسلك موازٍ إضافي يربط طرفيه. إذا كان للسلك الإضافي نفس قطر ومقطع ثنائي القطب، فسيتولد تياران إشعاعيان متطابقان تقريبًا. يكون نمط الانبعاث في المجال البعيد الناتج مطابقًا تقريبًا لنمط ثنائي القطب أحادي السلك الموصوف أعلاه، ولكن عند الرنين تكون معاوقة نقطة التغذية الخاصة به مختلفة.${\displaystyle \ R_{\mathsf {f.d.}}\ }$تبلغ مقاومة نقطة التغذية أربعة أضعاف مقاومة ثنائي القطب أحادي السلك.

الهوائي ثنائي القطب المطوي هو، من الناحية الفنية، هوائي حلقي كامل الموجة مطوي ، حيث تم ثني الحلقة عند طرفيها المتقابلين وضغطها إلى سلكين متوازيين في خط مستقيم. على الرغم من أن عرض النطاق الترددي الواسع، ومقاومة نقطة التغذية العالية، والكفاءة العالية هي خصائص أقرب إلى الهوائي الحلقي الكامل، إلا أن نمط إشعاع الهوائي ثنائي القطب المطوي أقرب إلى نمط إشعاع الهوائي ثنائي القطب العادي. ولأن فهم آلية عمل الهوائي ثنائي القطب نصف الموجة أسهل، غالبًا ما يُوصف كل من الهوائي الحلقي الكامل والهوائي ثنائي القطب المطوي بأنهما هوائيان ثنائيا القطب نصف موجة متوازيان، متصلان عند طرفيهما.

مقاومة نقطة التغذية العالية${\displaystyle \ R_{\mathsf {f.d.}}\ }$يحدث الرنين لأنه بالنسبة لكمية ثابتة من الطاقة، يكون التيار الإشعاعي الكلي${\displaystyle \ I_{0}\ }$يساوي ضعف التيار في كل سلك على حدة، وبالتالي يساوي ضعف التيار عند نقطة التغذية. وبمساواة متوسط ​​القدرة المشعة بمتوسط ​​القدرة المُوَصَّلة عند نقطة التغذية، يمكننا كتابة:

${\displaystyle \ {\frac {\ 1\ }{2}}\ R_{\mathsf {h.w.}}\ I_{0}^{2}={\frac {1}{2}}\ R_{\mathsf {f.d.}}\ \left({\frac {\ 1\ }{2}}\ I_{0}\right)^{2}\ ,}$

أين${\displaystyle \ R_{\mathsf {h.w.}}\ }$تمثل مقاومة نقطة التغذية الدنيا لثنائي القطب الرنان بنصف الموجة. ويترتب على ذلك أن

${\displaystyle \ R_{\mathsf {f.d.}}=4R_{\mathsf {h.w.}}\approx 292\ {\mathsf {\Omega }}~.}$

تُستخدم هوائيات ثنائية القطب مطوية بنصف موجة غالبًا في هوائيات راديو FM ؛ وتأتي النسخ ذات السلك المزدوج ، التي يمكن تعليقها على جدار داخلي، مزودة بموالفات FM. كما تُستخدم على نطاق واسع كعناصر تغذية لهوائيات ياغي التلفزيونية المثبتة على أسطح المنازل . هوائي T²FD هو هوائي ثنائي القطب مطوي مزود بمقاومة مضافة على السلك الثاني، مقابل نقطة التغذية.

لذا، فإن ثنائي القطب المطوي يتوافق جيدًا مع خطوط النقل المتوازنة ذات مقاومة 300 أوم ، مثل كابل الشريط ذي التغذية المزدوجة . يتميز ثنائي القطب المطوي بنطاق ترددي أوسع من ثنائي القطب المفرد. ويمكن استخدامه لتحويل قيمة مقاومة دخل ثنائي القطب ضمن نطاق واسع من نسب الرفع عن طريق تغيير سماكة موصلات الأسلاك في جانبي التغذية والطي. ^{[ 13 ]} 

بدلاً من تغيير السماكة أو التباعد، يمكن إضافة سلك متوازي ثالث لزيادة مقاومة نقطة التغذية إلى تسعة  أضعاف مقاومة ثنائي القطب أحادي السلك، مما يرفع المقاومة إلى 658  أوم، ويحقق توافقًا جيدًا مع كابل التغذية ذي السلك المفتوح، ويزيد من توسيع نطاق تردد الرنين للهوائي. ويمكن إضافة المزيد من الأسلاك المتوازية: يمكن توصيل أي عدد من الأسلاك المتوازية الإضافية بالهوائي، مع تحديد مقاومة نقطة التغذية بواسطة

${\displaystyle \ R_{\mathsf {rad}}\approx n^{2}\ \times \ 73{\mathsf {\ \Omega \ ,}}}$

أين${\displaystyle \ n\ }$يمثل عدد الأسلاك المتوازية التي يبلغ طولها نصف موجة والممتدة جنبًا إلى جنب في الهوائي، والمتصلة من أطرافها. من الممكن أيضًا تعديل تصميم الحلقة المسطحة، والحصول على أداء مماثل تقريبًا، بتقصير كل سلك من الأسلاك المتوازية بنفس المقدار، مع توصيل سلك تحميل سعوي واحد (يمتد في أي اتجاه تقريبًا، وغالبًا ما يكون متدليًا) بكل طرف من أطراف الهوائي. يساوي طول سلك التحميل طول السلك المفرد الناقص من أحد الأسلاك المتوازية.

توجد تعديلات عديدة على شكل هوائي ثنائي القطب، وهي مفيدة بطريقة أو بأخرى، لكنها تُنتج خصائص إشعاعية متشابهة (كسب منخفض). هذا بالإضافة إلى العديد من الهوائيات الاتجاهية التي تتضمن عنصرًا واحدًا أو أكثر من عناصر ثنائي القطب في تصميمها كعناصر مُحفِّزة ، والتي يُمكن الاطلاع على العديد منها في مربع المعلومات أسفل هذه الصفحة.

• هوائي ربطة العنق هو هوائي ثنائي القطب ذو أذرع مثلثة الشكل متسعة. يمنحه هذا الشكل نطاق تردد أوسع بكثير من الهوائي ثنائي القطب العادي. ويُستخدم على نطاق واسع في هوائيات التلفزيون UHF .

• يُعدّ ثنائي القطب القفصي تعديلاً مشابهاً ، حيث يتم فيه زيادة عرض النطاق الترددي باستخدام عناصر ثنائية القطب أسطوانية سميكة مصنوعة من قفص من الأسلاك (انظر الصورة). تُستخدم هذه العناصر في عدد قليل من هوائيات المصفوفة واسعة النطاق في نطاقي الموجات المتوسطة والقصيرة لتطبيقات مثل الرادار البعيد المدى والتلسكوبات الراديوية .
• هوائي الهالة هو ثنائي قطب نصف موجة مُنحني على شكل دائرة، مما يُنتج نمط إشعاع شبه منتظم في مستوى الدائرة. عندما تكون دائرة الهالة أفقية، فإنها تُنتج إشعاعًا مستقطبًا أفقيًا بنمط شبه شامل الاتجاهات، مع فقدان ضئيل للطاقة باتجاه سمت الرأس، مقارنةً بثنائي قطب أفقي مستقيم. عمليًا، يُصنف إما كثنائي قطب مُنحني أو كهوائي حلقي، حسب ^{تفضيل المؤلف .}
• يتألف هوائي البوابة الدوارة من قطبين ثنائيين متقاطعين بزاوية قائمة ونظام تغذية يُحدث فرقًا في الطور مقداره ربع موجة بين التيارات المارة عبرهما. في هذا التصميم، لا يتفاعل القطبان ثنائياهما كهربائيًا، بل تتجمع مجالاتهما في المجال البعيد، مما ينتج عنه نمط إشعاع صافٍ قريب من التناظر ، باستقطاب أفقي في مستوى العناصر واستقطاب دائري أو بيضاوي عند الزوايا الأخرى. يمكن تكديس هوائيات البوابة الدوارة وتغذيتها بطور واحد لتكوين مصفوفة إشعاعية شاملة الاتجاهات، أو بطورين مختلفين لتكوين مصفوفة إشعاعية طرفية ذات استقطاب دائري.
• هوائي جناح الخفاش هو هوائي دوار ذو عناصر خطية موسعة كما في هوائي ربطة العنق، وذلك لتوسيع نطاق تردده الرنيني، وبالتالي استخدامه على نطاق ترددي أوسع دون الحاجة إلى إعادة ضبط. عند تجميعها لتشكيل مصفوفة، يكون الإشعاع شاملاً للاتجاه، ومستقطباً أفقياً، مع زيادة في الكسب عند الارتفاعات المنخفضة، مما يجعله مثالياً للبث التلفزيوني.
• الهوائي على شكل حرف V هو ثنائي القطب مع انحناء في المنتصف بحيث تكون أذرعه بزاوية بدلاً من أن تكون متوازية.
• الهوائي الرباعي هو هوائي على شكل حرف "V" يتميز بطول إجمالي غير معتاد يبلغ طول موجة كاملة ، ويتكون من عنصرين أفقيين بطول نصف موجة يلتقيان بزاوية قائمة عند نقطة التغذية. ^{[ 14 ]} تُنتج الهوائيات الرباعية استقطابًا أفقيًا في الغالب عند زوايا الارتفاع المنخفضة إلى المتوسطة، ولها أنماط إشعاع شبه شاملة الاتجاه . ^{[ 15 ]}

تستخدم إحدى التطبيقات عناصر قفصية (انظر أعلاه)؛ حيث يقلل سمك العناصر الناتجة من مقاومة نقطة القيادة العالية لثنائي القطب كامل الموجة إلى قيمة تسمح بمطابقة معقولة مع خطوط الأسلاك المفتوحة، ويزيد من عرض النطاق الترددي (من حيث نسبة الموجة الموقوفة) إلى أوكتاف كامل. وتُستخدم هذه العناصر في عمليات الإرسال ضمن نطاق التردد العالي .

• هوائي G5RV هو هوائي ثنائي القطب يتم تغذيته بشكل غير مباشر، من خلال سلك مزدوج  بطول مختار بعناية يبلغ 300 أوم أو 450  أوم ، والذي يعمل كشبكة مطابقة للممانعة للاتصال (من خلال محول التوازن) بخط نقل محوري قياسي 50 أوم. 
• الهوائي المائل هو هوائي ثنائي القطب رأسي مائل مثبت أعلى برج واحد. يمكن تغذية هذا العنصر من المنتصف أو من الطرف كهوائي أحادي القطب غير متوازن من خط نقل في أعلى البرج، وفي هذه الحالة يمكن اعتبار وصلة التأريض الخاصة بالهوائي أحادي القطب عنصرًا ثانيًا يشكل البرج أو غلاف خط النقل.
• يُدعم الهوائي ذو الشكل V المقلوب ببرج واحد، ولكنه هوائي متوازن ذو عنصرين متناظرين موجهين نحو الأرض. وهو بالتالي ثنائي قطب نصف موجة مع انحناء في المنتصف. ومثل الهوائي المائل ، يتميز هذا الهوائي بميزة عملية تتمثل في رفعه مع الحاجة إلى برج واحد فقط .
• هوائي AS-2259 هو هوائي ثنائي القطب على شكل حرف "V" مقلوب يستخدم للاتصالات المحلية عبر الموجات السماوية ذات السقوط العمودي القريب (NVIS).

الهوائي العمودي ، أو هوائي ماركوني ، أو الهوائي أحادي القطب، هو هوائي ذو عنصر واحد يُغذى عادةً من الأسفل (مع توصيل جانب الغلاف لخط النقل غير المتوازن بالأرض). وهو يعمل بشكل أساسي كنصف هوائي ثنائي القطب. تُعتبر الأرض (أو مستوى الأرض ) سطحًا موصلًا يعمل كعاكس (انظر تأثير الأرض ). التيارات الرأسية في الصورة المنعكسة لها نفس اتجاه (وبالتالي لا تنعكس حول الأرض) ونفس طور التيار في الهوائي الحقيقي. ^{[ 7 ] (ص 164)} يعمل الموصل وصورته معًا كثنائي قطب في النصف العلوي من الفضاء. ومثل ثنائي القطب، لتحقيق الرنين (مقاومة نقطة التغذية)، يجب أن يكون ارتفاع الموصل قريبًا من ربع الطول الموجي (مثل كل موصل في ثنائي قطب نصف موجي).

في هذا الجانب العلوي من الفضاء، يكون للمجال المنبعث نفس سعة المجال المشع من ثنائي قطب مماثل يُغذى بنفس التيار. لذلك، فإن إجمالي القدرة المنبعثة يساوي نصف القدرة المنبعثة من ثنائي قطب يُغذى بنفس التيار. وبما أن التيار متساوٍ، فإن مقاومة الإشعاع (الجزء الحقيقي من المعاوقة التسلسلية) ستكون نصف المعاوقة التسلسلية لثنائي القطب المماثل. وبالتالي، فإن أحادي القطب ربع الموجة له ​​معاوقة ^{[ 7 ] (ص173)} مقدارها${\textstyle \ {\frac {\ 73\ +\ j\ 43\ }{2}}=36\ +\ j\ 21\ {\mathsf {\Omega }}~.}$هناك طريقة أخرى لرؤية هذا وهي أن ثنائي القطب الحقيقي الذي يستقبل تيارًا I يكون له جهد على أطرافه +V و −V ، مما ينتج عنه مقاومة عبر الأطراف تبلغ 2 + V / I ، في حين أن الهوائي الرأسي المماثل لديه التيار I ولكن جهد مطبق V فقط .

بما أن المجالات فوق سطح الأرض هي نفسها كما في حالة الهوائي ثنائي القطب، ولكن مع تطبيق نصف الطاقة فقط، يتضاعف الكسب إلى 5.14 ديسيبل. لا يُعد هذا ميزة أداء فعلية بحد ذاتها ، إذ أن الهوائي ثنائي القطب يعكس عمليًا نصف طاقته عن الأرض، وهو ما قد يُعزز (أو يُلغي!) الإشارة المباشرة (بحسب ارتفاع الهوائي وزاوية السماء). يُعد الاستقطاب الرأسي للهوائي أحادي القطب (كما هو الحال في الهوائي ثنائي القطب الموجه رأسيًا) مفيدًا عند زوايا الارتفاع المنخفضة، حيث يتحد انعكاس الأرض مع الموجة المباشرة تقريبًا بنفس الطور.

تعمل الأرض كسطح أرضي، لكنها قد تكون موصلاً رديئاً مما يؤدي إلى فقد الإشارة. يمكن تحسين موصليتها (بتكلفة إضافية) بوضع شبكة نحاسية. عندما لا يتوفر سطح أرضي حقيقي (كما هو الحال في المركبات)، يمكن استخدام أسطح معدنية أخرى كسطح أرضي (عادةً سقف المركبة). بدلاً من ذلك، يمكن استخدام أسلاك شعاعية موضوعة عند قاعدة الهوائي لتشكيل سطح أرضي. بالنسبة لنطاقي VHF وUHF، يمكن تصنيع عناصر الإشعاع والسطح الأرضي من قضبان أو أنابيب صلبة. يتيح استخدام هذا السطح الأرضي الاصطناعي تركيب الهوائي والأرضي بالكامل على أي ارتفاع. أحد التعديلات الشائعة هو جعل الأسلاك الشعاعية التي تشكل السطح الأرضي مائلة للأسفل، مما يؤدي إلى رفع مقاومة نقطة التغذية إلى حوالي 50  أوم، لتتوافق مع كابلات المحورية الشائعة. وبما أنه لم يعد سطحاً أرضياً حقيقياً، يُنصح باستخدام محول توازن (مثل محول توازن خانق بسيط).

تتأثر معاوقة نقطة التغذية لهوائي ثنائي القطب بطوله الكهربائي وموقع نقطة التغذية. ^{[ 8 ] [ 9 ]} لذا، فإن أداء ثنائي القطب الأمثل يكون عادةً ضمن نطاق ترددي ضيق، وبعده تصبح معاوقته غير متوافقة مع جهاز الإرسال أو الاستقبال (وخط النقل). يوضح الرسم البياني المرفق المكونين الحقيقي (المقاوم) والخيالي (التفاعلي) لهذه المعاوقة كدالة للطول الكهربائي. يرد أدناه شرح مفصل لحساب هذه القيم . تجدر الإشارة إلى أن قيمة المفاعلة تعتمد بشكل كبير على قطر الموصلات؛ هذا الرسم البياني خاص بموصلات قطرها 0.001 من  الطول الموجي.

تُسمى ثنائيات الأقطاب التي يقل طولها عن نصف طول موجة الإشارة بثنائيات الأقطاب القصيرة . تتميز هذه الثنائيات بمقاومة إشعاع منخفضة للغاية ( ومفاعلة سعوية عالية )، مما يجعلها هوائيات غير فعالة. يتبدد جزء كبير من تيار جهاز الإرسال على شكل حرارة بسبب المقاومة المحدودة للموصلات، والتي تفوق مقاومة الإشعاع. ومع ذلك، يمكن استخدامها عمليًا كهوائيات استقبال للأطوال ^{الموجية الأطول .}

تُسمى ثنائيات الأقطاب التي يبلغ طولها نصف طول موجة الإشارة تقريبًا ثنائيات أقطاب نصف الموجة ، وتُستخدم على نطاق واسع إما كثنائيات أقطاب أو كأساس لتصميمات هوائيات مشتقة. تتميز هذه الثنائيات بمقاومة إشعاعية عالية جدًا، أقرب إلى المعاوقات المميزة لخطوط النقل المتاحة ، وعادةً ما تكون أكبر بكثير من مقاومة الموصلات، مما يجعل كفاءتها تقترب من 100%. في هندسة الراديو عمومًا، يُقصد بمصطلح ثنائي القطب ، ما لم يُحدد بدقة أكبر، ثنائي قطب نصف موجة مُغذى من المركز.

يبلغ طول ثنائي القطب الحقيقي نصف طول الموجة λ ، حيث λ = c / f في الفراغ. يمتلك هذا الثنائي معاوقة نقطة تغذية تتكون من  مقاومة 73 أوم ومفاعلة +43 أوم ،  مما يُظهر مفاعلة حثية طفيفة. ولإلغاء هذه المفاعلة، والحصول على مقاومة خالصة لخط التغذية، يُقصر طول العنصر بمعامل k للحصول على طول صافٍ .${\displaystyle \ \ell \ }$ل:

${\displaystyle \ \ell ={\frac {\ 1\ }{2}}\ k\ \lambda ={\frac {\ 1\ }{2}}\ k\ {\frac {\ c\ }{f}}\ }$

حيث λ هو الطول الموجي في الفراغ، وc هي سرعة الضوء في الفراغ، و f هو التردد. يعتمد عامل التعديل k، الذي يؤدي إلى إزالة مفاعلة نقطة التغذية، على قطر الموصل، ^{[ 17 ]} كما هو موضح في الرسم البياني المرفق. يتراوح عامل التعديل k النسبي من حوالي 0.98 للأسلاك الرقيقة (قطرها 0.00001 طول موجي ) إلى حوالي 0.94 للموصلات السميكة (قطرها 0.008 طول موجي ). ويعود ذلك إلى أن تأثير طول الهوائي على المفاعلة (الرسم البياني العلوي) يكون أكبر بكثير في الموصلات الرقيقة، مما يستلزم انحرافًا أقل عن نصف الطول الموجي بالضبط لإلغاء المفاعلة الحثية البالغة 43 أوم التي يمتلكها عند نصف الطول الموجي بالضبط . وللسبب نفسه ، تتمتع الهوائيات ذات الموصلات السميكة بنطاق تشغيل أوسع ، حيث تحقق نسبة موجة واقفة عملية تتأثر سلبًا بأي مفاعلة متبقية.   

بالنسبة لقيمة k نموذجية تبلغ حوالي 0.95، يمكن كتابة الصيغة المذكورة أعلاه لطول الهوائي المصحح، للطول بالأمتار على النحو التالي : 143 / f ، أو للطول بالأقدام على النحو التالي : 468 / f ، حيث f هو التردد بالميغاهرتز. ^{[ 18 ]}

تُعتبر هوائيات ثنائية القطب ذات أطوال تُقارب أي مضاعف فردي لنصف الطول الموجي ( λ ) رنانة أيضًا، حيث تُظهر مفاعلة ضئيلة أو معدومة (يمكن إزالتها بتعديل بسيط في الطول). مع ذلك، نادرًا ما تُستخدم هذه الهوائيات. أما هوائي ثنائي القطب بطول 5/4 موجة، فهو أكثر كفاءة في الإشعاع من حيث القدرة الخارجة واتجاه الإشعاع . ولأنه ليس قريبًا من 3/2 موجة ، فإن معاوقة هذا الهوائي كبيرة (سالبة)، ولا يُمكن استخدامه إلا مع شبكة مطابقة معاوقة حثية ( ملف تحميل مُجزأ أو ما يُسمى بموالف الهوائي ). يُعد هذا الطول مرغوبًا فيه لأن هذا النوع من الهوائيات يُحقق أعلى كسب لأي هوائي ثنائي القطب ليس أطول منه بكثير.

نمط الإشعاع ثلاثي الأبعاد لهوائي ثنائي القطب رأسي بنصف موجة.

نمط إشعاع ثنائي القطب الرأسي بنصف موجة؛ مقطع رأسي. (أعلى) بمقياس خطي (أسفل) بالديسيبل متساوي الخواص (dBi)

يكون الهوائي ثنائي القطب متعدد الاتجاهات في المستوى العمودي على محور السلك، حيث يتلاشى الإشعاع تمامًا على المحور (خارج طرفي الهوائي). أما في الهوائي ثنائي القطب نصف الموجي، فيكون الإشعاع في أقصى حالاته عموديًا على الهوائي، ويتناقص كلما اتجهنا نحو المحور.${\displaystyle \ (\ \sin \theta \ )^{2}\ }$إلى الصفر على المحور. يمكن تمثيل نمط إشعاعه ثلاثي الأبعاد (انظر الشكل) تقريبًا على شكل حلقة (شكل كعكة) متناظرة حول الموصل. عند تركيبه عموديًا، ينتج عن ذلك أقصى إشعاع في الاتجاهات الأفقية. عند تركيبه أفقيًا، يبلغ الإشعاع ذروته بزاوية قائمة (90 درجة) على الموصل، مع انعدام الإشعاع في اتجاه ثنائي القطب.

بإهمال عدم الكفاءة الكهربائية، يكون كسب الهوائي مساويًا لكسب التوجيه ، والذي يبلغ 1.50 (1.76  ديسيبل أو -0.39  ديسيبل) لثنائي قطب قصير، ويرتفع إلى 1.64 (2.15  ديسيبل أو 0  ديسيبل) لثنائي قطب نصف موجة. أما بالنسبة لثنائي قطب بطول 5/4 موجة ، فيزداد الكسب إلى حوالي 5.2 ديسيبل، مما يجعل هذا الطول مرغوبًا فيه لهذا السبب، على الرغم من أن الهوائي يكون حينها خارج نطاق الرنين. تتميز ثنائيات الأقطاب الأطول من ذلك بأنماط إشعاع متعددة الفصوص، مع كسب أضعف (إلا إذا كانت أطول بكثير ) حتى على طول الفص الأقوى. يمكن النظر في تحسينات أخرى لثنائي القطب (مثل إضافة عاكس زاوية أو مصفوفة من ثنائيات الأقطاب) عند الرغبة في توجيه أكبر . عادةً ما تُعرف تصميمات هذه الهوائيات، على الرغم من أنها مبنية على ثنائي قطب نصف موجة، بأسماء خاصة بها. 

من الناحية المثالية، يُفضل تغذية هوائي ثنائي القطب نصف موجي باستخدام خط نقل متوازن يتوافق مع  معاوقة دخله النموذجية التي تتراوح بين 65 و70 أوم. يتوفر سلك مزدوج بمعاوقة مماثلة، ولكنه نادر الاستخدام ولا يتوافق مع أطراف الهوائي المتوازنة في معظم أجهزة استقبال الراديو والتلفزيون. الأكثر شيوعًا هو استخدام  سلك مزدوج عادي بمقاومة 300 أوم مع هوائي ثنائي القطب مطوي . تبلغ معاوقة نقطة القيادة لهوائي ثنائي القطب نصف موجي مطوي أربعة  أضعاف معاوقة هوائي ثنائي القطب نصف موجي بسيط، مما يجعلها تتطابق تقريبًا مع معاوقة 300  أوم المميزة . ^{[ 19 ]} تتضمن معظم أجهزة ضبط نطاق بث FM وأجهزة التلفزيون التناظرية القديمة أطراف إدخال هوائي متوازنة بمقاومة 300 أوم. مع ذلك، يعيب السلك المزدوج تأثره الكهربائي بأي موصل قريب (بما في ذلك الأرض)؛ لذا عند استخدامه للإرسال، يجب الحرص على عدم وضعه بالقرب من أي موصلات أخرى. 

تتميز العديد من أنواع الكابلات المحورية (أو الكابلات المحورية) بمقاومة مميزة تبلغ 75  أوم، وهي مقاومة مناسبة لهوائي ثنائي القطب نصف موجي. مع ذلك، يُعد الكابل المحوري خطًا أحادي الطرف ، بينما يتطلب هوائي ثنائي القطب ذو التغذية المركزية خطًا متوازنًا (مثل الكابل المزدوج). وبسبب التناظر، نلاحظ أن طرفي ثنائي القطب لهما جهد متساوٍ ومتعاكس، بينما يكون أحد موصلات الكابل المحوري مؤرضًا. استخدام الكابل المحوري، بغض النظر عن ذلك، ينتج عنه خط غير متوازن، حيث لا يكون التيار المار عبر موصلي خط النقل متساويًا ومتعاكسًا. ونظرًا لوجود تيار صافٍ على طول خط النقل، يصبح خط النقل نفسه هوائيًا، مما يؤدي إلى نتائج غير متوقعة (لأنها تعتمد على مسار خط النقل). ^{[ 20 ]} سيؤدي هذا عمومًا إلى تغيير نمط الإشعاع المقصود للهوائي، وتغيير المقاومة المرئية عند جهاز الإرسال أو الاستقبال.

يتطلب استخدام كابل محوري مع هوائي ثنائي القطب استخدام محول التوازن ( بالون ) . ينقل محول التوازن الطاقة بين الكابل المحوري أحادي الطرف والهوائي المتوازن، وقد يُحدث تغييرًا إضافيًا في المعاوقة. يمكن تصميم محول التوازن كمحول يسمح أيضًا بتحويل المعاوقة. يُلف هذا المحول عادةً على قلب حلقي من الفريت . يجب أن تكون مادة القلب الحلقي مناسبة لتردد الاستخدام، وفي هوائي الإرسال، يجب أن يكون حجمه كافيًا لتجنب التشبع . ^{[ 21 ]} ترد أدناه تصاميم أخرى لمحولات التوازن. ^{[ 22 ] [ 23 ]}

تغذية هوائي ثنائي القطب بكابل محوري

يعمل كل من الكابل المحوري والهوائي كمشعّات بدلاً من الهوائي فقط.

ثنائي القطب مع محول تيار متوازن

محول توازن نصف موجة 4:1 من ثنائي قطب مطوي (300 أوم) إلى كابل محوري (75 أوم)

ثنائي القطب باستخدام محول توازن كمي

يُعدّ هوائي "أذني الأرنب" أو "هوائي الأرنب" أحد أكثر استخدامات هوائي ثنائي القطب شيوعًا، وهو الهوائي التلفزيوني الذي يُركّب أعلى أجهزة استقبال البث التلفزيوني . يُستخدم هذا الهوائي لاستقبال نطاقات البث التلفزيوني الأرضي VHF، والتي تتكون في الولايات المتحدة من 54-88  ميجاهرتز ( النطاق الأول ) و174-216  ميجاهرتز ( النطاق الثالث )، بأطوال موجية تتراوح بين 5.5 و1.4  متر (من 18 قدمًا إلى 4 أقدام و8 بوصات). ولأن نطاق التردد هذا أوسع بكثير مما يُغطيه هوائي ثنائي القطب ثابت واحد، فقد صُمّم هذا الهوائي بزوايا ضبط متعددة. يتكون من قضيبين تلسكوبيين، يمكن تمديد كل منهما إلى حوالي  متر واحد (3 أقدام) (ربع الطول الموجي عند 75  ميجاهرتز). وبفضل التحكم في طول أجزاء الهوائي وزاويتها بالنسبة للوضع الرأسي وزاوية البوصلة، يتمتع المستخدم بمرونة أكبر بكثير في تحسين الاستقبال مقارنةً بهوائي السطح، حتى لو كان مزودًا بدوار هوائي .

على عكس نطاقات ترددات التلفزيون الواسعة، فإن نطاق بث FM (88-108  ميجاهرتز) ضيق بما يكفي لتغطيته بواسطة هوائي ثنائي القطب. للاستخدام المنزلي الثابت، تُزود أجهزة استقبال الصوت عالية الدقة عادةً بهوائيات ثنائية القطب بسيطة مطوية، ترن بالقرب من مركز هذا النطاق. تُعدّ مقاومة نقطة التغذية للهوائي ثنائي القطب المطوي، والتي تبلغ أربعة أضعاف مقاومة الهوائي ثنائي القطب البسيط، مناسبة تمامًا لسلك مزدوج مقاومته  300 أوم ، ولذلك يُستخدم عادةً كخط نقل إلى جهاز الاستقبال. يتمثل التصميم الشائع في صنع أذرع الهوائي ثنائي القطب المطوي من سلك مزدوج أيضًا، مع توصيل أطرافها ببعضها. يمكن تثبيت هذا الهوائي المرن بسهولة على الجدران باستخدام الشريط اللاصق أو المسامير، بما يتناسب مع انحناءات القوالب.

تُعدّ هوائيات ثنائية القطب السلكية الأفقية شائعة الاستخدام في نطاقات الموجات القصيرة عالية التردد ، سواءً للإرسال أو الاستماع . تتكون عادةً من سلكين متصلين بعازل إجهاد في المنتصف، وهو نقطة التغذية. يمكن تثبيت طرفي الهوائي على المباني أو المنشآت أو الأشجار القائمة، مستفيدين من ارتفاعها. عند استخدامها للإرسال، من الضروري تثبيت طرفي الهوائي على دعامات باستخدام عوازل إجهاد ذات جهد انهيار عالٍ بما يكفي، نظرًا لوجود نقاط التقاء الجهد العالي في الهوائي عند هذه النقطة. ولأنها هوائيات متوازنة، يُفضّل تغذيتها باستخدام محول توازن بين خط النقل (المحوري) ونقطة التغذية.

يسهل تركيب هذه الهوائيات للاستخدام المؤقت أو الميداني. كما أنها شائعة الاستخدام بين هواة الراديو ومستمعي الموجات القصيرة في المواقع الثابتة نظرًا لبساطة تصميمها (وانخفاض تكلفتها)، مع قدرتها على توفير هوائي رنين عند الترددات التي تتطلب عناصر هوائي رنين كبيرة الحجم. تُعد هذه الهوائيات حلاً جذابًا لهذه الترددات، حيث لا يُفضل التوجيه الدقيق للإشارة، وقد تكون تكلفة عدة هوائيات رنينية من هذا النوع، مصممة لنطاقات تردد مختلفة، أقل بكثير من تكلفة هوائي واحد مُصنّع تجاريًا.

تُصنع هوائيات محطات الراديو متوسطة ومنخفضة التردد عادةً على شكل مشعات عمودية ، حيث يشكل العمود الرأسي نفسه الهوائي. وعلى الرغم من أن المشعات العمودية هي في الغالب أحادية القطب ، إلا أن بعضها ثنائي القطب. يُقسم الهيكل المعدني للعمود عند منتصفه إلى قسمين معزولين لتكوين ثنائي قطب رأسي، يتم تشغيله عند نقطة المنتصف.

تُصنع أنواع عديدة من هوائيات المصفوفة باستخدام ثنائيات أقطاب متعددة، عادةً ما تكون ثنائيات أقطاب نصف موجية. والهدف من استخدام ثنائيات أقطاب متعددة هو زيادة الكسب الاتجاهي للهوائي مقارنةً بكسب ثنائي قطب واحد؛ إذ يتداخل إشعاع ثنائيات الأقطاب المنفصلة لتعزيز الطاقة المُشعّة في الاتجاهات المطلوبة. في المصفوفات التي تحتوي على عناصر مُشغّلة بثنائيات أقطاب متعددة ، يُقسّم خط التغذية باستخدام شبكة كهربائية لتزويد العناصر بالطاقة، مع مراعاة دقيقة لتأخيرات الطور النسبية الناتجة عن الإرسال بين النقطة المشتركة وكل عنصر.

لزيادة كسب الهوائي في الاتجاهات الأفقية (على حساب الإشعاع المتجه نحو السماء أو الأرض)، يمكن تكديس الهوائيات عموديًا في مصفوفة جانبية، حيث تُغذى الهوائيات بطور واحد. يحافظ هذا الأسلوب، مع هوائيات ثنائية القطب الأفقية، على اتجاهية هذه الثنائيات ونقطة انعدامها في اتجاه عناصرها. أما إذا وُجّه كل ثنائي قطب عموديًا، في ما يُسمى بمصفوفة الهوائيات الخطية (انظر الرسم التوضيحي)، فإن اتجاه نقطة الانعدام يصبح عموديًا، وتكتسب المصفوفة نمط إشعاع شامل الاتجاهات (في المستوى الأفقي) كما هو مطلوب عادةً. تُستخدم المصفوفات الخطية العمودية في نطاقي التردد VHF وUHF، حيث تكون أطوال موجات عناصرها صغيرة بما يكفي لتكديس عدة هوائيات عمليًا على سارية واحدة. وهي بديل ذو كسب أعلى لهوائيات المستوى الأرضي ربع الموجة المستخدمة في المحطات الأساسية الثابتة لأجهزة الراديو ثنائية الاتجاه المتنقلة ، مثل أجهزة الشرطة والإطفاء وسيارات الأجرة.

من ناحية أخرى، بالنسبة للهوائي الدوار (أو المستخدم في اتجاه محدد فقط)، قد يرغب المرء في زيادة الكسب والتوجيه في اتجاه أفقي معين. إذا تم تدوير مصفوفة الهوائيات الجانبية المذكورة أعلاه (سواء كانت متوازية أم لا) إلى الوضع الأفقي، فسيتم الحصول على كسب أكبر في الاتجاه الأفقي العمودي على الهوائيات، على حساب معظم الاتجاهات الأخرى. لسوء الحظ، هذا يعني أيضًا أن الاتجاه المعاكس للاتجاه المطلوب يتمتع بكسب عالٍ، بينما عادةً ما يكون الكسب العالي مطلوبًا في اتجاه واحد فقط. مع ذلك، يمكن إعادة توجيه الطاقة المهدرة في الاتجاه المعاكس، على سبيل المثال باستخدام عاكس مستوٍ كبير، كما هو الحال في هوائي المصفوفة العاكسة ، مما يزيد الكسب في الاتجاه المطلوب بمقدار 3  ديسيبل إضافية.

يُعدّ مصفوفة الإرسال الطرفي شكلاً بديلاً للهوائي أحادي الاتجاه . في هذه الحالة، تكون ثنائيات الأقطاب متجاورة (لكنها ليست على خط مستقيم واحد)، ويتم تغذيتها بأطوار متتابعة، بحيث تتجمع موجاتها بشكل متماسك في اتجاه واحد وتتلاشى في الاتجاه المعاكس. وبالتالي، بدلاً من أن تكون الموجات عمودية على اتجاه المصفوفة كما في مصفوفة الإرسال الجانبي، فإن اتجاهها يكون في اتجاه المصفوفة (أي اتجاه الخط الواصل بين نقاط التغذية)، مع كبح أحد الاتجاهين المعاكسين.

تتطلب الهوائيات المذكورة أعلاه، ذات العناصر المُشغّلة المتعددة ، نظام تغذية معقدًا يشمل تقسيم الإشارة، وضبط الطور، وتوزيعها على العناصر، ومطابقة المعاوقة. أما النوع الآخر من مصفوفات الإرسال الطرفية، الأكثر شيوعًا، فيعتمد على استخدام ما يُسمى بالعناصر الطفيلية . في هوائي ياغي عالي الكسب الشائع ، يكون أحد ثنائيات الأقطاب فقط موصولًا كهربائيًا، بينما تستقبل الثنائيات الأخرى الطاقة المُزوّدة من العنصر المُشغّل وتعيد إشعاعها. في هذه الحالة، يتم ضبط الطور من خلال اختيار دقيق لأطوال ومواقع العناصر الطفيلية، وذلك لتركيز الكسب في اتجاه واحد وإلغاء الإشعاع في الاتجاه المعاكس (وكذلك في جميع الاتجاهات الأخرى). على الرغم من أن الكسب المُحقق أقل من مصفوفة مُشغّلة بنفس عدد العناصر، إلا أن بساطة التوصيلات الكهربائية تجعل هوائي ياغي أكثر عملية للاستخدامات الاستهلاكية.

يُقاس كسب الهوائي عادةً بالديسيبل نسبةً إلى ثنائي القطب نصف الموجي. أحد الأسباب هو أن القياسات العملية للهوائيات تتطلب قوة مرجعية لمقارنة شدة المجال للهوائي قيد الاختبار عند مسافة معينة. مع أنه لا يوجد ما يُسمى بالمشع المتساوي الخواص، فإن ثنائي القطب نصف الموجي مفهوم جيدًا وذو خصائص محددة، ويمكن تصميمه بكفاءة تقارب 100%. كما أنه يُعد مقارنة أكثر عدلًا، لأن الكسب الذي يحصل عليه ثنائي القطب نفسه "مجاني" عمليًا، نظرًا لأن معظم تصميمات الهوائيات لا تمتلك كسبًا توجيهيًا أقل.

عند قياس الكسب بالنسبة إلى ثنائي القطب، يُقال إن كسب الهوائي هو " x ديسيبل " (انظر ديسيبل ). في أغلب الأحيان، يُعبّر عن الكسب بالنسبة إلى مشع متساوي الخواص ، مما يجعل الكسب يبدو أعلى. بالنظر إلى الكسب المعروف لثنائي قطب نصف موجة،  يُعرّف 0 ديسيبل بأنه 2.15  ديسيبل؛ جميع قيم الكسب بوحدة "ديسيبل" أعلى بمقدار 2.15 من قيم الكسب بوحدة "ديسيبل".

إذا عُرف نمط الإشعاع في المجال البعيد الناتج عن تيار هوائي معين، فمن الممكن حساب مقاومة الإشعاع مباشرةً. بالنسبة للحقول المذكورة أعلاه الناتجة عن ثنائي القطب الهرتزّي، يمكننا حساب تدفق القدرة وفقًا لمتجه بوينتينغ ، مما ينتج عنه قدرة (كمعدل خلال دورة واحدة) مقدارها:

${\displaystyle \langle \mathbf {S} \rangle ={\frac {\ 1\ }{2}}{\mathcal {R_{e}}}\left\{\ \mathbf {E} \times \mathbf {H} ^{*}\ \right\}=\langle S_{\mathsf {r}}\rangle \ {\hat {\mathbf {r} }}+\langle S_{\mathsf {\phi }}\rangle \ {\hat {\boldsymbol {\phi }}}~.}$

مع تزايد${\displaystyle \ r\ }$ال${\displaystyle \ \langle S_{\mathsf {\phi }}\rangle \ }$يصبح صغيراً بشكل لا يُذكر مقارنةً بـ${\displaystyle \ \langle S_{\mathsf {r}}\rangle \ }$المكون. على الرغم من أنه ليس مطلوبًا، إلا أنه من الأسهل العمل فقط مع القيمة التقاربية التي${\displaystyle \ \langle S_{\mathsf {r}}\rangle \ }$مناهج على نطاق واسع${\displaystyle \ r\ }$باستخدام تعابير المجال البعيد الأبسط لـ${\displaystyle \ \mathbf {E} \ }$و${\displaystyle \ \mathbf {H} ~.}$لنفترض وجود كرة كبيرة تحيط بالمصدر بنصف قطر${\displaystyle \ r~.}$نجد القدرة لكل وحدة مساحة تعبر سطح تلك الكرة في${\displaystyle \ {\hat {\mathbf {r} }}\ }$الاتجاه هو:

${\displaystyle \left\langle S_{\mathsf {r}}\right\rangle ={\frac {\ \zeta _{0}\ }{2}}\ \left({\frac {\ \left|I\right|\ k\ \delta \ell \ }{4\pi r}}\ \sin \theta \right)^{2}\ }$

ينتج عن تكامل هذا التدفق على كامل الكرة ما يلي:

${\displaystyle {\begin{aligned}P_{\mathsf {net}}&=\int _{0}^{2\pi }\!\!\int _{0}^{\pi }\left|\langle S_{\mathsf {r}}\rangle \right|\ r^{2}\sin \theta \ \mathrm {d} {\phi }\ \mathrm {d} \theta \\&={\tfrac {\ 1\ }{2}}\zeta _{0}\ \left({\frac {\ \left|I\right|\ k\ \delta \ell \ }{4\pi }}\right)^{2}\int _{0}^{2\pi }\!\!\int _{0}^{\pi }\sin ^{3}\theta \ \mathrm {d} {\phi }\ \mathrm {d} \theta \\&={\frac {\zeta _{0}}{\ 12\pi \ }}\left(\left|I\right|\ k\ \delta \ell \right)^{2}={\frac {\ \pi \ }{3}}\zeta _{0}\ \left(\left|I\right|{\frac {\ \delta \ell \ }{\lambda }}\right)^{2}\end{aligned}}}$

أين${\displaystyle \ \lambda =2\pi /k\ }$هو طول الموجة في الفضاء الحر الذي يتوافق مع التردد الرادياني${\displaystyle \ \omega ~.}$بحسب التعريف، فإن مقاومة الإشعاع${\displaystyle R_{\text{rad}}}$مضروبًا في متوسط ​​مربع التيار${\textstyle \ {\tfrac {\ 1\ }{2}}\left|\ I\ \right|^{2}\ }$تمثل القدرة الصافية المشعة الناتجة عن ذلك التيار، وبالتالي فإن مساواة ما سبق بـ${\textstyle \ {\tfrac {\ 1\ }{2}}\left|I\right|^{2}R_{\text{rad}}\ }$وجدنا:

${\displaystyle R_{\text{rad}}={\tfrac {\ 2\ \pi \ }{3}}\zeta _{0}\ \left({\frac {\ \delta \ell \ }{\lambda }}\right)^{2}~.}$

يمكن استخدام هذه الطريقة لحساب مقاومة الإشعاع لأي هوائي تم تحديد نمط إشعاعه في المجال البعيد بدلالة تيار هوائي محدد. عند إهمال الفقد الأومي في الموصلات، تكون مقاومة الإشعاع (بالنسبة لنقطة التغذية) مطابقة للمكون المقاوم (الحقيقي) لممانعة نقطة التغذية. مع ذلك، لا تُفيدنا هذه الطريقة في معرفة المكون التفاعلي (التخيلي) لممانعة نقطة التغذية، والذي سيتم شرح حسابه لاحقًا .

باستخدام الصيغة المذكورة أعلاه للتدفق الإشعاعي المُعطى بواسطة متجه بوينتينغ، يُمكن أيضًا حساب كسب التوجيه لثنائي القطب الهرتزّي. بقسمة القدرة الكلية المحسوبة أعلاه على${\displaystyle 4\pi r^{2}}$يمكننا إيجاد متوسط ​​التدفق على جميع الاتجاهات${\displaystyle \ P_{\text{avg}}\ }$مثل

${\displaystyle \ P_{\text{avg}}={\frac {P_{\text{net}}}{\ 4\pi \ r^{2}}}={\frac {\zeta _{0}}{\ 48\pi ^{2}\ r^{2}}}k^{2}\ \left|I\right|^{2}\ \left(\delta \ell \right)^{2}~.}$

قسمة التدفق الإشعاعي في اتجاه معين على${\displaystyle \ P_{\text{avg}}\ }$نحصل على الكسب التوجيهي${\displaystyle \ \operatorname {\mathsf {G}} \left(\theta \right)\$ :}

${\displaystyle \ \operatorname {\mathsf {G}} \left(\theta \right)={\frac {\ \left\langle \mathbf {S} _{\mathsf {r}}\right\rangle \ }{P_{\text{avg}}}}={\tfrac {\ 3\ }{2}}\sin ^{2}\theta \ }$

تم العثور على "كسب" الهوائي الذي يتم ذكره بشكل شائع، والذي يعني القيمة القصوى لنمط الكسب (نمط الإشعاع)، وهو 1.5 ~ 1.76  ديسيبل، وهو أقل من أي تكوين هوائي آخر عمليًا.

يُشبه ثنائي القطب الهيرتزي ثنائي القطب القصير المذكور سابقًا، ولكنه يختلف عنه. ففي كلتا الحالتين، يكون الموصل قصيرًا جدًا مقارنةً بالطول الموجي، لذا يغيب نمط الموجة المستقرة الموجود على ثنائي القطب نصف الموجي (على سبيل المثال). مع ذلك، في ثنائي القطب الهيرتزي، حددنا أن التيار المار عبر هذا الموصل ثابت على امتداد طوله القصير. وهذا ما يجعل ثنائي القطب الهيرتزي مفيدًا لتحليل تكوينات الهوائيات الأكثر تعقيدًا، حيث يمكن نمذجة كل جزء متناهي الصغر من موصل الهوائي الحقيقي كثنائي قطب هيرتزي، مع تحديد التيار المار في ذلك الهوائي الحقيقي.

مع ذلك، لن يكون للموصل القصير المُغذّى بجهد تردد لاسلكي تيار منتظم حتى على امتداد هذا المدى القصير. بل إن ثنائي القطب القصير في الواقع العملي يكون له تيار يساوي تيار نقطة التغذية عند تلك النقطة، ولكنه يتناقص خطيًا إلى الصفر على طول ذلك الموصل القصير. بوضع غطاء سعوي ، مثل كرة معدنية، في نهاية الموصل، يُمكن لسعته الذاتية امتصاص التيار من الموصل، مما يُقارب بشكل أفضل التيار الثابت المفترض لثنائي القطب الهيرتزي. ولكن مرة أخرى، يُقصد بثنائي القطب الهيرتزي مجرد بناء نظري لتحليل الهوائيات.

ثنائي القطب القصير، مع تيار نقطة التغذية من${\displaystyle \ I_{0}\ ,}$يبلغ متوسط ​​التيار المار عبر كل موصل فقط${\textstyle \ {\tfrac {\ 1\ }{2}}\ I_{0}~.}$المعادلات الميدانية المذكورة أعلاه لثنائي القطب الهرتزية ذي الطول${\displaystyle \ \delta \ell \ }$ثم سيتنبأ بالمجالات الفعلية لثنائي قطب قصير باستخدام ذلك التيار الفعال${\textstyle \ I={\tfrac {\ 1\ }{2}}\ I_{0}~.}$سينتج عن ذلك قدرة مقاسة في المجال البعيد تساوي ربع القدرة المعطاة بالمعادلة المذكورة أعلاه لمقدار متجه بوينتينغ${\displaystyle \ \langle S_{\mathsf {r}}\rangle \ }$لو افترضنا تيار عنصر من${\displaystyle \ I_{0}~.}$وبالتالي، يتضح أن مقاومة الإشعاع المحسوبة للثنائي القطب القصير تساوي ربع تلك المحسوبة أعلاه للثنائي القطب الهيرتزي. لكن أنماط الإشعاع (وكسبها) متطابقة فيما عدا ذلك.

باستخدام طريقة القوة الدافعة الكهربائية المستحثة، يتم الحصول على تعابير مغلقة لكلا مُركّبتي مُعاوقة نقطة التغذية؛ وقد تم رسم هذه النتائج أعلاه . يعتمد الحل على افتراض شكل توزيع التيار على طول موصلات الهوائي. بالنسبة لنسب الطول الموجي إلى قطر العنصر التي تزيد عن 60 تقريبًا، يُمكن تقريب توزيع التيار على طول كل عنصر هوائي بطول 1/2 L تقريبًا جيدًا [ ^{27 ] على} أنه يأخذ شكل دالة جيبية عند النقاط على طول الهوائي z ، حيث يصل التيار إلى الصفر عند نهايات العناصر، حيث z = ± + 1/2 L ، كما يلي :

${\displaystyle \ I(z)=A\sin {\Bigl (}\ k\left({\tfrac {\ 1\ }{2}}\ L-\left|z\right|\right)\ {\Bigr )}\ ,}$

حيث k هو العدد الموجي المعطى بواسطة k = 2 π / λ = 2 π f / c ، ويتم ضبط السعة A لتتوافق مع تيار نقطة القيادة المحدد عند z = 0 .

في الحالات التي يمكن فيها افتراض توزيع تيار جيبي تقريبًا، تحل هذه الطريقة معاوقة نقطة القيادة بصيغة مغلقة باستخدام دالتي التكامل الجيبية وجيب التمام Si( x ) و Ci( x ) . بالنسبة لثنائي قطب بطول إجمالي L ، يمكن التعبير عن المكونات المقاومة والتفاعلية لمعاوقة نقطة القيادة كما يلي: ^{[ 28 ] [ d ]}

${\displaystyle {\begin{aligned}R_{\mathsf {dipole}}={\frac {\zeta _{0}}{\ 2\pi \sin ^{2}\left({\tfrac {1}{2}}kL\right)\ }}{\Biggl \{}\ \gamma _{e}+\ln(kL)-\operatorname {Ci} (kL)+{}&{\tfrac {1}{2}}\sin(kL)\,{\Bigl [}+\operatorname {Si} (2kL)-2\operatorname {Si} (kL)\ {\Bigr ]}\\{}+{}&{\tfrac {1}{2}}\cos(kL)\,{\Big [}+\operatorname {Ci} (2kL)-2\operatorname {Ci} (kL)+\gamma _{e}+\ln \left({\tfrac {1}{2}}kL\right)\ {\Bigr ]}\ {\Bigg \}}\ ,\\X_{\mathsf {dipole}}={\frac {\zeta _{0}}{\ 2\pi \sin ^{2}\left({\tfrac {1}{2}}kL\right)\ }}{\Biggl \{}{}+\operatorname {Si} (kL)+{}&{\tfrac {1}{2}}\cos(kL)\,{\Bigl [}-\operatorname {Si} (2kL)+2\operatorname {Si} (kL)\ {\Bigr ]}\\{}+{}&{\tfrac {1}{2}}\sin(kL)\,{\Bigl [}+\operatorname {Ci} (2kL)-2\operatorname {Ci} (kL)+\operatorname {Ci} \left({\tfrac {\;2ka^{2}\ }{L}}\right)\ {\Bigr ]}\ {\Biggr \}}\ ,\end{aligned}}}$

حيث a هو نصف قطر الموصلات، _و k هو العدد الموجي كما هو مُعرَّف أعلاه، و ζ₀ هي معاوقة الفراغ ، وهي قريبة جدًا من معاوقة الهواء: ζ₀ ≈ 377 Ω _، و${\displaystyle \ \gamma _{e}=0.57721566\ \ldots \ }$هو ثابت أويلر . هناك صيغة بديلة مكافئة يفضلها بعض المؤلفين تستخدم دالة مختلفة، وهي Cin  . ^{[ e ]}

تعتمد طريقة القوة الدافعة الكهربائية المستحثة على افتراض توزيع تيار جيبي، وتوفر دقة أفضل من 10% تقريبًا طالما كانت نسبة الطول الموجي إلى قطر العنصر أكبر من 60 تقريبًا. ^{[ 27 ]} مع ذلك، بالنسبة للموصلات الأكبر حجمًا، يلزم إيجاد حلول عددية لحساب توزيع التيار في الموصل (بدلًا من افتراض نمط جيبي). يمكن أن يستند ذلك إلى حلول تقريبية إما لمعادلة بوكلينجتون التكاملية التفاضلية أو معادلة هالين التكاملية . ^{[ 7 ]} تتميز هذه الطرق أيضًا بعمومية أكبر، إذ لا تقتصر على الموصلات الخطية.

يُجرى الحل العددي لأي من المسألتين باستخدام طريقة العزوم، والتي تتطلب تحليل التيار إلى مجموعة من الدوال الأساسية . أحد الخيارات البسيطة (وإن لم تكن الأمثل) هو تقسيم الموصل إلى N جزءًا مع افتراض ثبات التيار في كل جزء. بعد تحديد دالة ترجيح مناسبة، يمكن تقليل التكلفة من خلال عكس مصفوفة N × N. يتطلب تحديد كل عنصر من عناصر المصفوفة تكاملًا مزدوجًا واحدًا على الأقل يتضمن دوال الترجيح، مما قد يُصبح مُكلفًا حسابيًا. تُبسط هذه العمليات إذا كانت دوال الترجيح دوال دلتا ، وهو ما يُعادل ملاءمة الشروط الحدية للتيار على طول الموصل عند N نقطة منفصلة فقط. بعد ذلك، يجب عكس مصفوفة N × N ، وهو ما يُصبح مُكلفًا حسابيًا أيضًا مع ازدياد N. في مثال بسيط، أجرى بالانيس (2011) هذه الحسابات لإيجاد مُعاوقة الهوائي مع قيم N مختلفة باستخدام طريقة بوكلينجتون، ووجد أنه مع N > 60، تقترب الحلول من قيمها الحدية بنسبة خطأ لا تتجاوز بضعة بالمئة. ^{[ 7 ]}